Comment concevoir un convertisseur Flyback - Tutoriel complet

Essayez Notre Instrument Pour Éliminer Les Problèmes





Une configuration flyback est la topologie préférée dans les conceptions d'applications SMPS, principalement parce qu'elle garantit une isolation complète du CC de sortie du CA d'entrée du secteur. Les autres caractéristiques incluent un faible coût de fabrication, une conception plus simple et une mise en œuvre simple. La version DCM à faible courant des convertisseurs flyback qui incluent une spécification de sortie inférieure à 50 watts est plus largement utilisée que les plus gros homologues à courant élevé.

Apprenons les détails avec une explication complète dans les paragraphes suivants:



Guide de conception complet pour le convertisseur Flyback DCM à fréquence fixe hors ligne

Modes de fonctionnement Flyback: DCM et CCM

Ci-dessous, nous voyons la conception schématique fondamentale d'un convertisseur flyback. Les sections principales de cette conception sont le transformateur, le mosfet de puissance à découpage Q1 du côté primaire, le redresseur en pont du côté secondaire D1, un condensateur de filtrage pour le lissage la sortie de D1, et un étage de commande PWM qui peut être un circuit commandé par IC.

configuration flyback de base

Ce type de conception flyback pourrait avoir un fonctionnement CCM (mode de conduction continue) ou DCM (mode de conduction discontinue) en fonction de la configuration du MOSFET de puissance T1.



Fondamentalement, en mode DCM, toute l'énergie électrique stockée dans le primaire du transformateur est transférée à travers le côté secondaire chaque fois que le MOSFET est éteint pendant ses cycles de commutation (également appelée période de retour en vol), conduisant au courant du côté primaire atteignant un potentiel zéro. avant que T1 puisse se remettre en marche lors de son prochain cycle de commutation.

En mode CCM, l'énergie électrique stockée dans le primaire n'a pas la possibilité d'être entièrement transférée ou induite à travers le secondaire.

Ceci est dû au fait que chacune des impulsions de commutation suivantes du contrôleur PWM est activée T1 avant que le transformateur n'ait transféré toute son énergie stockée à la charge. Cela implique que le courant de retour (ILPK et ISEC) n'est jamais autorisé à atteindre le potentiel zéro pendant chacun des cycles de commutation.

Nous pouvons voir la différence entre les deux modes de fonctionnement dans le diagramme suivant à travers les modèles de forme d'onde de courant à travers la section primaire et secondaire du transformateur.

Formes d

Les modes DCM et CCM ont leurs avantages spécifiques, qui peuvent être tirés du tableau suivant:

comparaison des modes DCM et CCM

Par rapport au CCM, le circuit en mode DCM exige des niveaux plus élevés de courant de crête afin de garantir une puissance optimale sur le côté secondaire du transformateur. Cela exige à son tour que le côté primaire soit évalué à un courant RMS plus élevé, ce qui signifie que le MOSFET doit être évalué dans la plage supérieure spécifiée.

Dans les cas où la conception doit être construite avec une plage limitée de courant d'entrée et de composants, un mode CCM est généralement sélectionné, ce qui permet à la conception d'utiliser un condensateur de filtrage relativement plus petit et une perte de conduction plus faible sur le MOSFET et le transformateur).

CCM devient favorable pour les conditions où la tension d'entrée est inférieure, tandis que le courant est plus élevé (plus de 6 ampères), des conceptions qui peuvent être conçues pour fonctionner avec plus de Puissance de 50 watts , sauf pour les sorties à 5 V dans lesquelles la spécification de puissance peut être inférieure à 50 watts.

L'image ci-dessus indique la réponse actuelle sur le côté principal des modes flyback et la relation correspondante entre leurs formes d'onde triangulaires et trapézoïdales.

IA sur la forme d'onde triangulaire indique le point d'initialisation minimal qui peut être vu comme zéro, au début de la période de mise en marche du MOSFET, ainsi qu'un niveau de crête de courant plus élevé persistant dans l'enroulement primaire du transformateur au moment où le MOSFET est de nouveau mis en marche, pendant le mode de fonctionnement CCM.

IB peut être perçu comme le point d'arrivée de la magnitude actuelle tandis que le mosfet l'interrupteur est sur ON (intervalle Ton).

La valeur de courant normalisée IRMS peut être vue comme la fonction du facteur K (IA / IB) sur l'axe Y.

Ceci peut être utilisé comme multiplicateur chaque fois que des pertes résistives doivent être calculées pour un nombre assorti de formes d'onde en référence à une forme d'onde trapézoïdale ayant une forme d'onde supérieure plate.

Cela démontre également les pertes de conduction CC inévitables supplémentaires de l'enroulement du transformateur et des transistors ou des diodes en tant que fonction de forme d'onde de courant. En utilisant ces conseils, le concepteur sera en mesure d'éviter des pertes de conduction allant jusqu'à 10 à 15% avec une conception de convertisseur aussi bien calculée.

La prise en compte des critères ci-dessus peut devenir très cruciale pour les applications conçues pour gérer des courants RMS élevés et exigeant une efficacité optimale comme caractéristiques clés.

Il peut être possible d'éliminer les pertes de cuivre supplémentaires, bien que cela puisse exiger un formidable taille du noyau pour accueillir la plus grande surface vitrée d'enroulement, contrairement aux situations où seules les spécifications de base deviennent cruciales.

Comme nous l'avons compris jusqu'à présent, un mode de fonctionnement DCM permet l'utilisation d'un transformateur de taille inférieure, possède une plus grande réponse transitoire et fonctionne avec des pertes de commutation minimales.

Par conséquent, ce mode devient fortement recommandé pour les circuits de retour spécifiés pour des tensions de sortie plus élevées avec des besoins en ampères relativement inférieurs.

Bien qu'il soit possible de concevoir un convertisseur flyback pour fonctionner avec les modes DCM et CCM, une chose doit être rappelée que lors du passage du mode DCM au mode CCM, cette fonction de décalage se transforme en un fonctionnement à 2 pôles, donnant lieu à des impédance pour le convertisseur.

Cette situation rend essentiel l'incorporation de stratégies de conception supplémentaires, y compris diverses compensations de boucle (rétroaction) et de pente par rapport au système de boucle de courant interne. En pratique, cela implique que nous devons nous assurer que le convertisseur est principalement conçu pour un mode CCM, tout en étant capable de fonctionner en mode DCM lorsque des charges plus légères sont utilisées en sortie.

Il peut être intéressant de savoir qu'en utilisant des modèles de transformateurs avancés, il peut devenir possible d'améliorer un convertisseur CCM grâce à une régulation de charge plus propre et plus légère, ainsi qu'à une régulation croisée élevée sur une large plage de charge via un transformateur à intervalle étagé.

Dans de tels cas, un petit espace de noyau est imposé en insérant un élément externe tel qu'un ruban isolant ou du papier, afin d'induire initialement une inductance élevée, et également permettre un fonctionnement CCM avec des charges plus légères. Nous en discuterons en détail une autre fois dans mes articles ultérieurs.

Avec des caractéristiques de mode DCM aussi polyvalentes, il n'est pas surprenant que cela devienne le choix populaire chaque fois qu'un SMPS sans tracas, efficace et de faible puissance doit être conçu.

Dans ce qui suit, nous apprendrons les instructions étape par étape concernant la conception d'un convertisseur flyback en mode DCM.

Equations de conception DCM Flyback et exigences de décision séquentielle

Étape 1:
Évaluez et estimez vos exigences de conception. Tout Conception SMPS doit commencer par évaluer et déterminer les spécifications du système. Vous devrez définir et attribuer les paramètres suivants:

spécifications d

Nous savons que le paramètre d'efficacité est le paramètre crucial qui doit être décidé en premier, le moyen le plus simple est de se fixer un objectif d'environ 75% à 80%, même si votre conception est une conception à faible coût. La fréquence de découpage notée

Fsw doit généralement être compromis tout en tirant le meilleur parti de la taille du transformateur et des pertes encourues en raison de la commutation et des EMI. Ce qui implique qu'il faudra peut-être décider d'une fréquence de commutation au moins inférieure à 150 kHz. En règle générale, cela peut être sélectionné entre une plage de 50 kHz et 100 kHz.

En outre, dans le cas où plus d'une sortie doit être incluse pour la conception, la valeur de puissance maximale Pout devra être ajustée en tant que valeur combinée des deux sorties.

Vous trouverez peut-être intéressant de savoir que, jusqu'à une époque récente, les conceptions SMPS conventionnelles les plus populaires avaient le mosfet et le Contrôleur de commutation PWM en tant que deux étages isolés différents, intégrés ensemble sur une configuration de circuit imprimé, mais de nos jours, dans les unités SMPS modernes, ces deux étages peuvent être intégrés dans un seul boîtier et fabriqués sous forme de circuits intégrés uniques.

Principalement, les paramètres qui sont généralement pris en compte lors de la conception d'un convertisseur SMPS flyback sont 1) l'application ou les spécifications de charge, 2) le coût 3) l'alimentation en veille et 4) les fonctions de protection supplémentaires.

Lorsque des circuits intégrés intégrés sont utilisés, les choses deviennent généralement beaucoup plus faciles, car cela ne nécessite que le transformateur et quelques composants passifs externes à calculer pour concevoir un convertisseur flyback optimal.

Entrons dans les détails concernant les calculs impliqués pour la conception d'un SMPS flaback.

Calcul du condensateur d'entrée Cin et de la plage de tension CC d'entrée

En fonction de la tension d'entrée et des spécifications de puissance, la règle standard de sélection de Cin, également appelée condensateur de liaison CC, peut être apprise à partir des explications suivantes:

Cin par watt recommandé

Afin d'assurer une large plage de fonctionnement, une valeur de 2 uF par watt ou plus peut être choisie pour un condensateur de liaison CC, ce qui vous permettra d'avoir une plage de bonne qualité pour ce composant.

Ensuite, il peut être nécessaire de déterminer la tension d'entrée CC minimale qui peut être obtenue en résolvant:

Formule de condensateur de liaison CC

Où la décharge devient le rapport cyclique du condensateur de liaison CC, qui peut être d'environ 0,2

Tension maximale minimale du condensateur de liaison CC

Dans la figure ci-dessus, nous pouvons visualiser la tension du condensateur de liaison CC. Comme illustré, la tension d'entrée survient pendant la puissance de sortie maximale et la tension alternative d'entrée minimale, tandis que la tension d'entrée CC maximale survient pendant la puissance d'entrée minimale (absence de charge) et pendant la tension alternative d'entrée maximale.

En l'absence de charge, nous sommes en mesure de voir une tension d'entrée CC maximale, pendant laquelle le condensateur se charge au niveau de crête de la tension d'entrée CA, et ces valeurs peuvent être exprimées avec l'équation suivante:

Equation du condensateur de liaison CC

Étape 3:

Évaluation de la tension induite par Flyback VR et de la contrainte de tension maximale sur le MOSFET VDS. La tension induite par Flyback VR pourrait être comprise comme la tension induite aux bornes du côté primaire du transformateur lorsque le mosfet Q1 est à l'état désactivé.

La fonction ci-dessus a à son tour un impact sur la cote VDS maximale du mosfet, qui peut être confirmée et identifiée en résolvant l'équation suivante:

cote VDS maximale du mosfet

Où, Vspike est la pointe de tension générée en raison de l'inductance de fuite du transformateur.

Pour commencer, un Vspike de 30% de VDSmax peut être pris.

La liste suivante nous indique la quantité de tension réfléchie ou de tension induite qui peut être recommandée pour un MOSFET évalué à 650 V à 800 V, et ayant une valeur limite initiale VR inférieure à 100 V pour une vaste plage de tension d'entrée prévue.

une tension réfléchie ou une tension induite peut être recommandée pour un 650V à 800V

Choisir le bon VR peut être une bonne affaire entre le niveau de tension sur le redresseur secondaire et les spécifications du mosfet du côté primaire.

Si VR est sélectionné très élevé grâce à un rapport de rotation accru, cela donnerait lieu à un VDSmax plus grand, mais à un niveau de tension de tension plus faible sur la diode côté secondaire.

Et si VR est sélectionné trop petit grâce à un rapport de rotation plus petit, VDSmax sera plus petit, mais entraînera une augmentation du niveau de contrainte sur la diode secondaire.

Un VDSmax du côté primaire plus grand assurerait non seulement un niveau de contrainte inférieur sur la diode du côté secondaire et une réduction du courant primaire, mais permettrait également la mise en œuvre d'une conception rentable.

Flyback avec le mode DCM

Comment calculer Dmax en fonction de Vreflected et Vinmin

Un cycle de service maximal peut être attendu pour les instances de VDCmin. Pour cette situation, nous pouvons concevoir le transformateur le long des seuils de DCM et CCM. Dans ce cas, le cycle de service pourrait être présenté comme suit:

cycle de service maximal de VDCmin

Étape 4:

Comment calculer le courant d'inductance primaire

Dans cette étape, nous calculerons l'inductance primaire et le courant de crête primaire.

Les formules suivantes peuvent être utilisées pour identifier le courant de crête primaire:

identification du courant de pointe primaire de retour

Une fois que ce qui précède est atteint, nous pouvons continuer et calculer l'inductance primaire en utilisant la formule suivante, dans les limites du cycle de service maximal.

calculer l

Des précautions doivent être prises concernant le flyback, il ne doit pas passer en mode CCM en raison de toute forme de conditions de charge excessive, et pour cette spécification de puissance maximale doit être prise en compte lors du calcul de Poutmax dans l'équation # 5. La condition mentionnée peut également se produire dans le cas où l'inductance est augmentée au-dessus de la valeur Lprimax, alors prenez-en note.

Étape 5 :

Comment sélectionner la qualité et la taille optimales du noyau:

Cela peut sembler assez intimidant lors de la sélection de la spécification et de la structure de base appropriées si vous concevez un flyback pour la première fois. Étant donné que cela peut impliquer un nombre important de facteurs et de variables à prendre en compte. Quelques-uns de ceux qui peuvent être cruciaux sont la géométrie du noyau (par exemple le noyau EE / le noyau RM / le noyau PQ, etc.), la dimension du noyau (par exemple EE19, RM8 PQ20, etc.) et le matériau du noyau (par exemple 3C96. TP4, 3F3 etc).

Si vous ne savez pas comment procéder avec les spécifications ci-dessus, un moyen efficace de contrer ce problème pourrait être de renvoyer un guide de sélection des noyaux standard par le fabricant principal, ou vous pouvez également consulter l'aide du tableau suivant qui vous donne approximativement les dimensions standard du noyau lors de la conception d'un flyback DCM 65 kHz, en référence à la puissance de sortie.

sélection de la taille du noyau pour un convertisseur flyback

Une fois que vous avez terminé la sélection de la taille du noyau, il est temps de sélectionner la bonne bobine, qui pourrait être acquise selon la fiche technique du noyau. Les propriétés supplémentaires de la bobine telles que le nombre de broches, le montage sur PCB ou SMD, le positionnement horizontal ou vertical, tout cela peut également être considéré comme la conception préférée

Le matériau du noyau est également crucial et doit être sélectionné en fonction de la fréquence, de la densité de flux magnétique et des pertes du noyau.

Pour commencer, vous pouvez essayer des variantes portant le nom 3F3, 3C96 ou TP4A, rappelez-vous que les noms des matériaux de base disponibles peuvent être différents pour des types identiques en fonction de la fabrication particulière.

Comment calculer les tours ou enroulements primaires minimaux

Où le terme Bmax signifie la densité de flux maximale de fonctionnement, Lpri vous indique l'inductance primaire, Ipri devient le courant de crête primaire, tandis que Ae identifie la section transversale du type de noyau sélectionné.

Il ne faut pas oublier que le Bmax ne doit jamais dépasser la densité de flux saturant (Bsat) telle que spécifiée dans la fiche technique du matériau du noyau. Vous pouvez trouver de légères variations dans Bsat pour les noyaux de ferrite en fonction des spécifications telles que le type de matériau et la température, mais la majorité d'entre eux auront une valeur proche de 400 mT.

Si vous ne trouvez pas de données de référence détaillées, vous pouvez opter pour un Bmax de 300mT. Bien que la sélection d'un Bmax plus élevé puisse aider à avoir un nombre réduit de spires primaires et une conduction plus faible, la perte de cœur peut augmenter considérablement. Essayez d'optimiser entre les valeurs de ces paramètres, de sorte que la perte de cœur et la perte de cuivre soient toutes deux maintenues dans des limites acceptables.

Étape 6:

Comment calculer le nombre de tours pour la sortie secondaire principale (Ns) et les sorties auxiliaires diverses (Naux)

Pour déterminer les virages secondaires nous devons d'abord trouver le rapport de rotation (n), qui peut être calculé à l'aide de la formule suivante:

Calculer le nombre de tours pour la sortie secondaire principale (Ns) et les sorties auxiliaires diverses (Naux)

Où Np est le nombre de tours primaires et Ns est le nombre de tours secondaire, Vout signifie la tension de sortie et VD nous indique la chute de tension à travers la diode secondaire.

Pour calculer les tours des sorties auxiliaires pour une valeur Vcc souhaitée, la formule suivante peut être utilisée:

calcul des tours pour les sorties auxiliaires

Un enroulement auxiliaire devient crucial dans tous les convertisseurs flyback pour fournir l'alimentation de démarrage initiale au circuit intégré de commande. Cette alimentation VCC est normalement utilisée pour alimenter le CI de commutation du côté primaire et pourrait être fixée selon la valeur donnée dans la fiche technique du CI. Si le calcul donne une valeur non entière, arrondissez-la simplement en utilisant la valeur entière supérieure juste au-dessus de ce nombre non entier.

Comment calculer la taille de fil pour l'enroulement de sortie sélectionné

Afin de calculer correctement les tailles de fil pour plusieurs enroulements, nous devons d'abord connaître la spécification de courant RMS pour l'enroulement individuel.

Cela peut être fait avec les formules suivantes:

Comme point de départ, une densité de courant de 150 à 400 mil circulaires par ampère pourrait être utilisée pour déterminer le calibre du fil. Le tableau suivant montre la référence pour sélectionner le calibre de fil approprié en utilisant 200M / A, selon la valeur de courant RMS. Il vous montre également le diamètre du fil et l'isolation de base pour un calibre assorti de fils de cuivre super émaillés.

jauge de fil recommandée par flyback en fonction du courant RMS

Étape 8:

Compte tenu de la construction du transformateur et de l'itération de conception des enroulements

Une fois que vous avez fini de déterminer les paramètres du transformateur décrits ci-dessus, il devient crucial d'évaluer comment ajuster la dimension du fil et le nombre de tours dans la taille de noyau du transformateur calculée et la bobine spécifiée. Pour obtenir ce résultat de manière optimale, plusieurs itérations ou expérimentations peuvent être nécessaires pour optimiser la spécification du noyau en référence au calibre du fil et au nombre de tours.

La figure suivante indique la zone d'enroulement pour un Noyau EE . En se référant à l'épaisseur de fil calculée et au nombre de spires pour l'enroulement individuel, il peut être possible d'estimer approximativement si l'enroulement s'adaptera ou non à la zone d'enroulement disponible (w et h). Si l'enroulement ne prend pas en charge l'un des paramètres sur le nombre de tours, le calibre du fil ou la taille du noyau, ou plus d'un paramètre peut nécessiter un réglage fin jusqu'à ce que l'enroulement s'adapte de manière optimale.

zone d

La disposition des enroulements est cruciale car les performances de fonctionnement et la fiabilité du transformateur en dépendent considérablement. Il est recommandé d'utiliser une disposition ou une structure en sandwich pour l'enroulement afin de limiter les fuites d'inductance, comme indiqué sur la Fig5.

De plus, afin de satisfaire et de se conformer aux règles de sécurité internationales, la conception doit avoir une plage d'isolation suffisante à travers les couches primaire et secondaire de l'enroulement. Ceci peut être assuré en employant une structure enroulée en marge, ou en utilisant un fil secondaire ayant une triple isolation de fil, comme indiqué dans la figure respective suivante

schémas d

L'utilisation d'un fil à triple isolation pour l'enroulement secondaire devient l'option la plus simple pour affirmer rapidement les lois de sécurité internationales concernant les conceptions SMPS flyback. Cependant, de tels fils renforcés peuvent avoir une épaisseur un peu plus élevée par rapport à la variante normale obligeant l'enroulement à occuper plus d'espace, et peuvent nécessiter un effort supplémentaire pour s'adapter à l'intérieur de la bobine sélectionnée.

Étape 9

Comment concevoir le circuit de serrage principal

Dans la séquence de commutation, pendant les périodes OFF du mosfet, un pic de haute tension sous la forme d'une inductance de fuite est soumis à travers le drain / source du mosfet, ce qui pourrait entraîner une panne d'avalanche, endommageant finalement le mosfet.

Pour contrer cela, un circuit de serrage est généralement configuré sur l'enroulement primaire, ce qui limite instantanément la pointe générée à une valeur inférieure sûre.

Vous trouverez quelques modèles de circuits de serrage qui peuvent être incorporés à cette fin, comme illustré dans la figure suivante.

circuit de serrage primaire flyback

Ce sont notamment la pince RCD et la pince Diode / Zener, où cette dernière est beaucoup plus facile à configurer et à mettre en œuvre que la première option. Dans ce circuit de serrage, nous utilisons une combinaison d'une diode de redressement et d'une diode Zener haute tension telle qu'un TVS (suppresseur de tension transitoire) pour bloquer le pic de surtension.

La fonction du Diode Zener est de couper ou de limiter efficacement la pointe de tension jusqu'à ce que la tension de fuite soit complètement shuntée à travers la diode Zener. L'avantage d'une pince à diode Zener est que le circuit ne s'active et ne se bloque que lorsque la valeur combinée de VR et Vspike dépasse la spécification de panne de la diode Zener, et inversement, tant que la pointe est inférieure à la panne Zener ou à un niveau de sécurité, la pince peut ne pas se déclencher du tout, ne permettant aucune dissipation de puissance inutile.

Comment sélectionner la diode de serrage / la classification Zener

Elle doit toujours être le double de la valeur de la tension réfléchie VR, ou de la tension de pointe supposée.
La diode de redressement doit être à récupération ultra-rapide ou une diode de type schottky ayant une valeur nominale supérieure à la tension maximale du circuit intermédiaire.

L’option alternative de serrage de type RCD a l’inconvénient de ralentir le dv / dt du MOSFET. Ici, le paramètre de résistance de la résistance devient crucial tout en limitant la pointe de tension. Si un Rclamp de faible valeur est sélectionné, cela améliorerait la protection contre les pointes, mais pourrait augmenter la dissipation et le gaspillage d'énergie. Inversement, si une valeur Rclamp plus élevée est sélectionnée, cela aiderait à minimiser la dissipation mais pourrait ne pas être aussi efficace supprimer les pointes .

En vous référant à la figure ci-dessus, pour garantir VR = Vspike, la formule suivante peut être utilisée

Formule flyback Rclamp

Où Lleak signifie l'inductance du transformateur, et pourrait être trouvé en faisant un court-circuit à travers l'enroulement secondaire, ou alternativement, une valeur de règle empirique pourrait être incorporée en appliquant 2 à 4% de la valeur d'inductance primaire.

Dans ce cas, le condensateur Cclamp doit être sensiblement grand pour empêcher une montée en tension pendant la période d'absorption de l'énergie de fuite.

La valeur de Cclamp peut être choisie entre 100pF et 4,7nF, l'énergie stockée à l'intérieur de ce condensateur sera déchargée et rafraîchie par Rclamp rapidement pendant le cycle de commutation eacj.

Étape 10

Comment sélectionner la diode de redressement de sortie

Cela peut être calculé en utilisant la formule ci-dessus.

Assurez-vous de sélectionner les spécifications de telle sorte que la tension inverse maximale ou le VRRM de la diode ne soit pas inférieure à 30% de la diode VRV, et assurez-vous également que la valeur IF ou la spécification de courant direct d'avalanche est au moins 50% supérieure à l'IsecRMS. Optez de préférence pour une diode Schottky pour minimiser les pertes de conduction.

Avec un circuit DCM, le courant de crête Flyback peut être élevé, essayez donc de sélectionner une diode ayant une tension directe inférieure et des spécifications de courant relativement plus élevées, en ce qui concerne le niveau d'efficacité souhaité.

Étape 11

Comment sélectionner la valeur du condensateur de sortie

Sélection d'un condensateur de sortie correctement calculé tandis que la conception d'un flyback peut être extrêmement cruciale, car dans une topologie flyback, l'énergie inductive stockée n'est pas disponible entre la diode et le condensateur, ce qui implique que la valeur du condensateur doit être calculée en considérant 3 critères importants:

1) capacité
2) ESR
3) courant RMS

La valeur minimale possible peut être identifiée en fonction de la fonction de la tension d'ondulation de sortie crête à crête maximale acceptable, et peut être identifiée par la formule suivante:

Où Ncp signifie le nombre d'impulsions d'horloge côté primaire requises par la rétroaction de commande pour commander le service à partir des valeurs maximale et minimale spécifiées. Cela peut généralement nécessiter environ 10 à 20 cycles de commutation.
Iout fait référence au courant de sortie maximal (Iout = Poutmax / Vout).

Pour identifier la valeur RMS maximale du condensateur de sortie, utilisez la formule suivante:

valeur RMS maximale pour le condensateur de sortie

Pour une fréquence de commutation élevée spécifiée du retour en vol, le courant de crête maximum du côté secondaire du transformateur générera une tension d'ondulation élevée en conséquence, imposée aux bornes de l'ESR équivalente du condensateur de sortie. Compte tenu de cela, il faut s'assurer que la valeur ESRmax du condensateur ne dépasse pas la capacité de courant d'ondulation acceptable spécifiée du condensateur.

La conception finale peut comprendre fondamentalement la tension nominale souhaitée et la capacité de courant d'ondulation du condensateur, sur la base du rapport réel de la tension de sortie sélectionnée et du courant du retour en vol.

Assurez-vous que le Valeur ESR est déterminé à partir de la fiche technique sur la base de la fréquence supérieure à 1 kHz, qui peut être généralement supposée être comprise entre 10 kHz et 100 kHz.

Il serait intéressant de noter qu'un condensateur isolé avec une faible spécification ESR peut être suffisant pour contrôler l'ondulation de sortie. Vous pouvez essayer d'inclure un petit filtre LC pour les courants de crête plus élevés, en particulier si le flyback est conçu pour fonctionner avec un mode DCM, ce qui pourrait garantir un contrôle de tension d'ondulation raisonnablement bon en sortie.

Étape 12

Autres considérations importantes:

A) Comment sélectionner la tension et le courant nominaux, pour le redresseur de pont côté primaire.

Sélectionnez Tension et courant nominal, pour le redresseur de pont côté primaire

Cela peut être fait par l'équation ci-dessus.

Dans cette formule PF signifie facteur de puissance de l'alimentation, nous pouvons appliquer 0,5 au cas où une référence appropriée deviendrait hors de portée. Pour le redresseur en pont, sélectionnez les diodes ou le module ayant un ampérage direct 2 fois plus élevé que le IACRMS. Pour la tension nominale, il peut être sélectionné à 600 V pour une spécification d'entrée maximale de 400 V CA.

B) Comment sélectionner la résistance de détection de courant (Rsense):

Il peut être calculé avec l'équation suivante. La résistance de détection Rsense est incorporée pour interpréter la puissance maximale à la sortie du flyback. La valeur Vcsth peut être déterminée en se référant à la fiche technique du contrôleur IC, Ip (max) signifie le courant primaire.

C) Sélection du VCC du condensateur:

Un optimal valeur de capacité est crucial pour que le condensateur d'entrée affiche une période de démarrage appropriée. En règle générale, toute valeur comprise entre 22 uF et 47 uF fait bien le travail. Cependant, si cette option est sélectionnée, une valeur beaucoup plus basse peut entraîner le déclenchement d'un «verrouillage de sous-tension» sur le circuit intégré du contrôleur, avant que le Vcc ne puisse se développer par le convertisseur. Au contraire, une valeur de capacité plus élevée pourrait entraîner un retard indésirable du temps de démarrage du convertisseur.

De plus, assurez-vous que ce condensateur est de la meilleure qualité, avec de très bonnes spécifications ESR et de courant d'ondulation, à égalité avec la sortie spécifications du condensateur . Il est fortement recommandé de connecter un autre condensateur de plus petite valeur de l’ordre de 100 nF, parallèle au condensateur décrit ci-dessus, et aussi proche que possible des broches Vcc / masse du contrôleur IC.

D) Configuration de la boucle de rétroaction:

La compensation de la boucle de rétroaction devient importante pour arrêter la génération d'oscillation. La configuration de la compensation de boucle peut être plus simple pour le flyback en mode DCM qu'un CCM, en raison de l'absence de «demi-plan droit zéro» dans l'étage de puissance et donc aucune compensation n'est nécessaire.

Configuration de la boucle de rétroaction Flyback

Comme indiqué sur la figure ci-dessus, un RC simple (Rcomp, Ccomp) devient généralement juste suffisant pour maintenir une bonne stabilité à travers la boucle. En général, la valeur Rcomp peut être sélectionnée entre 1K et 20K, tandis que Ccomp peut être dans la plage de 100nF et 470pF.

Ceci conclut notre discussion élaborée sur la façon de concevoir et de calculer un convertisseur flyback.Si vous avez des suggestions ou des questions, vous pouvez les soumettre dans la zone de commentaire suivante, vos questions recevront une réponse dès que possible.

Courtoisie: Infineon




Une paire de: Indicateur de niveau d'eau sans fil à ultrasons - À énergie solaire Suivant: Comprendre le contrôleur PID